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[科技] 同步解调技术介绍

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A1nm0° 发表于 2020-2-13 23:18:49 | 只看该作者 打印 上一主题 下一主题
 
本文将讨论同步解调技术背后的基本思想。
有时，我们需要测量低频信号。例如，考虑在压力变化非常缓慢的应用中使用的压力传感器。
通常我们测量的信号几乎都是DC，但这将会如何影响我们的设计呢？
我们知道，在高频下，事情会变得疯狂，我们需要仔细注意设计的每个细节。这可能使我们误以为测量低频信号就是一件微不足道的工作，然而我们将会看到情况并非一定如此。实际上，存在一种称为同步解调的技术，该技术有意地增加了操作频率以实现更精确的测量。
本文将讨论同步解调技术背后的基本思想。
低频测量示例

在某些应用中，需要直接测量具有低频输出的传感器（不应用同步解调技术）。例如，驻极体麦克风是一种特殊类型的可变电容，可以直接测量。驻极体麦克风的电容随气压变化（声波）而变化。
在电容器结构中使用了一种类似铁氟龙的材料，称为驻极体，其表面结合了固定电荷。由于电容器上的电荷是固定的，因此由气压变化引起的电容值的变化会导致电容器两端的电压发生相应的变化（对于电容器，我们有Q = CV）。
如图1所示，驻极体麦克风通常具有一个内部JFET，可以用作缓冲器。
同步解调技术介绍 第1张图片
图1.图片由德州仪器（TI）提供。
在该特定应用中，由传感器（麦克风）产生的信号被直接施加到电路的放大元件上。 这种测量电容式传感器的方法有时称为“直接DC”方法，因为直接测量电容器上的低频信号。
当我们测量低频信号时出现的主要问题之一是闪烁噪声。
闪烁噪声（Flicker Noise）

闪烁噪声的平均功率与工作频率成反比（这就是为什么闪烁噪声也称为1 / f噪声）。 因此，信号频率越低，我们必须处理的噪声功率就越大。 图2显示了精密运算放大器ADA4622-2的电压噪声频谱密度。
同步解调技术介绍 第2张图片
图2.图片由ADI公司提供
高于约100 Hz，噪声功率几乎平均分布在不同频率之间。噪声分布图的此区域对应于器件的热噪声。但是，当我们移至低于100 Hz的频率时，由于闪烁噪声，噪声的平均功率会增加。
用直线近似噪声分布图的两个不同区域，我们可以找到一个交点，称为1 / f噪声角频率（如图2所示）。转折频率使我们能够确定给定频率下设备的主要噪声类型（闪烁噪声还是热噪声）。
在1 / f转折频率以下，传感器产生的小信号可能会被完全掩盖在噪声下面。如果我们可以通过某种方式将传感器输出信号的频率提高到转折频率之上，则可以进行更准确的测量。这是同步解调技术背后的基本思想。
图3显示了在较高频率下进行测量如何将所需信号带出器件的闪烁噪声范围以外。
同步解调技术介绍 第3张图片
图3、将所需信号带出器件的闪烁噪声范围以外
对于图1所示的“直接DC”测量，闪烁噪声可能不是一个严重的问题，因为语音信号在非常低的频率（低于20 Hz）下显示的功率可忽略不计。此外，我们也许可以定制内部缓冲晶体管以降低其1 / f转折频率。
但是，在有些应用中，传感器的输出信号处于较低的频率（几乎是直流），因此我们需要更精确的测量。在这种情况下，电子组件的闪烁噪声可以完全掩盖传感器产生的信号，因此我们需要诸如同步解调之类的技术来规避闪烁噪声所带来的解调问题。
传感器的AC交流激励

图4说明了使用交流信号测量电容式传感器。在此图中，可变电容Csense为我们的电容传感器建模。输入电压源施加的正弦波的频率在1 kHz-1 MHz范围内。根据Csense与C2的比率，运算放大器的输入端会出现电压信号。在这种情况下，运算放大器的输入信号可以选择为足够大于电路的1 / f转折频率。这与“直接直流”方法相反，在“直接直流”方法中，被测信号可能处于非常低的频率。
由于所需信号距离1 / f转折频率很远（如图5所示），因此闪烁噪声不是限制因素，因此我们可以检测到更小的信号。


同步解调技术介绍 第4张图片
图4


同步解调技术介绍 第5张图片
图5
在运算放大器的输出端，我们有一个被放大后的信号，可用于确定可变电容的值。 但是，我们需要一个带通滤波器（BPF）来抑制噪声分量并仅保留所需的信号，如图6所示。


同步解调技术介绍 第6张图片
图6
请注意，BPF的中心频率与输入频率相同。 假设带通滤波器是理想的，我们将获得所需的信号以及落入带通滤波器通带的热噪声（如下面的图7所示）。


同步解调技术介绍 第7张图片
图7
使用BPF的局限性

在图6中，我们需要一个高Q带通滤波器来充分抑制噪声并保持所需的信号。高Q值的滤波器将使我们能够抑制大部分噪声。但是，存在两个主要问题：首先，实现高Q连续时间带通滤波器尤其在高频时实现具有挑战性。实际上，随着滤波器中心频率的增加，获得给定的Q因子变得越来越困难。这是由于以下事实：在高频（大约几百兆赫兹）下，运算放大器的放大能力有限，并且表现出不理想的相位响应。您可能会说，图6中滤波器的中心频率在1 kHz-1 MHz范围内，而这并不是真正的高频滤波器。好吧，您是对的，我们可以在此频率范围内使用一个高Q滤波器。但是，随着频率越来越高，我们必须消耗更多的功率。换句话说，对于给定的Q因子，我们期望较低频率的滤波器表现出较低的功耗。因此，如果可以在较低的频率下执行运算放大器之后的滤波，则可能会更省电。
图6所示概念的第二个问题是调整带通滤波器的中心频率。请注意，模拟连续时间滤波器的中心频率取决于电阻器，电容器和跨导器的值。这些参数的绝对值可能会有很大差异。结果，滤波器的中心频率可能不完全在fIN处。由于滤波器具有较窄的通带，由于滤波器中心频率的变化，所需信号可能容易落入滤波器的通带之外。与上一段中讨论的功率效率问题相比，使用高Q BPF的第二个问题甚至更具挑战性。有趣的是，如果一个应用需要一个高Q连续时间带通滤波器，我们必须采用一种机制来调整滤波器的中心频率。例如，某些集成的带通滤波器应用采用了概念上类似于锁相环的反馈环路来调谐滤波器中心频率。但是，这种系统对于读取传感器而言似乎过于复杂且耗电。在下一节中，我们将看到一个巧妙的调整可以使用低通滤波器而不是BPF来实现所需的滤波操作。这样，我们可以拥有不需要任何频率调谐电路的低功耗解决方案。
同步解调

同步解调的概念如图8所示。在该图中，在运算放大器之后放置一个乘法器。
同步解调技术介绍 第8张图片
图8
假设运算放大器输出的输出信号为vB(t)=Bsin(2πfint+ϕ)，该信号乘以输入信号Asin(2πfint)后变为：
同步解调技术介绍 第9张图片

第一项为直流，但是第二项为输入频率的两倍。因此，一个狭窄的低通滤波器可以消除第二项，我们有：
同步解调技术介绍 第10张图片

如果我们假设运算放大器没有引入任何延迟，即 ϕ=0, 我们得到vD(t)=1/2AB；如您所见，低通滤波器的输出与节点A处的信号幅度成正比，可用于测量Csense；上述方法具有三个优点：
1、传感器输出的频率可以选择为足够高于1 / f转折频率。
2、滤波器以最低的频率工作，并且会消耗尽可能小的功率。
3、该滤波器不需要频率调谐电路。
在本系列的下一篇文章中，我们将继续进行讨论，并仔细研究同步解调技术的实现。

结论

“直接直流”方法直接测量由电容传感器产生的低频信号。由于闪烁噪声，这种低频测量的精度可能受到限制。为了解决这个问题，我们可以使用交流信号来激励传感器。由于测量是在高于1 / f转折频率的频率上进行的，因此闪烁噪声不再是限制因素。在这种情况下，我们可以使用带通滤波器选择所需的信号。但是，使用高Q带通滤波器可能会带来挑战。取而代之的是，我们可以同步解调测量的信号并使用低通滤波器执行所需的滤波。


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